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随着车载OBC、便携式储能等应用的普及，能量产生部分与设备之间始终需要双向能量传输，因此在这些应用中需要双向DC/DC变换器，基于开关损耗优化、EMI的降低、高频的需求等，常用的双向隔离DC/DC变换器是对称全桥CLLC变换器。 通过本文，我们简单讨论一下这种拓扑结构的工作原理。

一、申请背景

在典型的双向DC/DC变换器中，移相全桥双向变换器就是其中之一，但其典型特点是只能用于降压应用，限制了其应用场景。 另一种典型的双向DC/DC变换器是升压全桥ZVS双向DC/DC，既可以进行低压到高压的升压转换，也可以进行高压到低压的降压转换，但其开关电压应力很大，需要增加吸收电路，导致效率下降，电路复杂度增加。

LLC谐振变换器因其原边开关的ZVS特性和副边整流的软换流方式，在降低开关损耗方面很有优势，但只能用于单向应用。 在此基础上，开发了双向CLLC变换器。 在这种拓扑结构中，如果变压器匝数比不为1，则其正向和反向运行方式也不同，具有不同的原副边谐振网络。

这里我们以对称的CLLC为例，讨论一下这种拓扑结构的主要工作原理。

我们分析的拓扑结构如图1所示，原边是逆变级，副边是整流级，中间是一个对称的高频变压器。

图 1 双向全桥 CLLC 转换器

它是一个完全对称的结构，能量通过原边开关逆变，再通过变压器传递到副边，起到电气隔离的作用，副边再经整流产生输出电压。 由于变压器的匝数比设计为1：1，因此反向操作与正向操作完全相同。

主要参数说明如下：

输入电压Vin为400VDC，输出电压Vo也为400VDC。

Lr1、Lr2为原副边谐振电感，其中还包括原副边漏感。

Cr1、Cr2为原边和副边的谐振电容，各自的谐振电感产生高频谐振频率。

变压器的磁化电感为Lm，其匝数比为1:1。

供电方式功率流向为从左到右，流向为正； 从右到左为发电模式，流向为负。

二、功率级工作原理简析

在单个开关周期内，转换器有6种工作模式，模式1至模式6，其中模式1、2、3对应一组开关管，模式4、5、6对应另一组开关管。 管子。 此外，模式1和4为死区阶段，模式2和5为谐振和能量传递阶段全桥逆变波形，模式3和6为谐振结束后的阶段。

当初级开关传递能量时，初级侧的主开关工作在逆变模式。 我们只讨论次级侧的非同步整流方式，即二极管整流方式，所以次级侧的mosfet整流管在整流时是关闭的，同步整流方式放在后续的讨论中。

由于电路是完全对称的，我们只分析能量传递的一个方向，即供电方式从原边到副边的方向。 在能量从副边传递到原边的发电方式中，电路原理、效率、控制算法完全一致。

图2 双向CLLC的理想波形示意图

3、工作模式详解

接下来，我们详细分析每种模式，

模式1，即图2中的Ta和Tb之间，是Si1和Si2导通前的死区状态，该状态的电流路径图如图3所示。因为在死区时间内，所有的开关管管子不导通，原边不向副边传递能量，原边电流只有反向磁化电流，对Si1和Si2的输出寄生电容进行放电，由于输入电压接在两个半桥，励磁电流同时对Si3和Si4的输出寄生电容充电。 当磁化能量大到足以将寄生电容放电到0电压时，磁化电流将流过Si1。 以及Si2的寄生体二极管，为后续Si1、Si2的零压导通ZVS创造了条件。

图3 模式1电流路径示意图-死区

模式2，即图2中的Tb和Tc之间，由于死区结束，Si1和Si2开关导通，输入电压加在电路的原边，所以原边电流ip开始强行由负转正，输入端的能量传输到输出端。 由于变压器在此阶段看到输出端Vo为低阻抗，Lm的磁能是线性建立的，因此不参与谐振过程。

图 4 模式 2 电流路径示意图——谐振

公式1，

在忽略死区时间的情况下，该阶段初级电流的表达式如式1所示，Vcr1为Cr1谐振电容上的电压，VTr为变压器两端的电压。

初始电流ip(tb)可用下式2表示，Ts为开关周期，

方程式 2,

上式中ip(b)实际上是励磁电流峰值的绝对值，可以通过在谐振电感和励磁电感上施加输入电压得到。 请注意，这里需要去除谐振结束和开关脉冲结束之间的差异。 部分时间，谐振电容上的电压在半个周期内的积分平均值为0，可以忽略不计。

在这个阶段，励磁电流的起点是已知的，因此励磁电流可以用下面的公式3表示，

公式 3,

在这个瞬时磁化电流表达式中，我们加上谐振电容电压部分，im(tb)就是ip(tb)，

在这个阶段，初级电流ip谐振到一个峰值然后下降。 当降到励磁电流值时，次级电流为0，这个能量传递阶段就结束了。 我们设想一种特殊情况，即转换器工作在谐振频率fr，此时谐振结束刚好进入下一个死区阶段，即开关脉冲结束。 此时，公式2中的Δ为0。

图5 模式3电流路径示意图-谐振结束后

原边电流ip谐振到im励磁电流后，此时谐振过程停止，功率不再从原边传输到副边，所以副边电流由is变为0，则输出电容不能进一步增加充电，在这个阶段初级电流

Ip 等于 im，励磁电流一直保持到 Si1 和 Si2 开关闭合。

在这个阶段，由于输出端与原边分离全桥逆变波形，Lm参与谐振操作，会形成一个由Lm、Lr1、Cr1组成的谐振腔。 在这种模式下，原边电流ip跟随im，电感值较大时可以忽略谐振，否则原边电流ip可表示为：

方程式 4

图6 模式4电流路径示意图-死区时间

以上为de阶段，该阶段也是死区阶段，与模式1类似，切换到Si3和Si4开关时，但寄生电容的充放电与模式1相反，此时对于Si3而Si4 Si4的寄生电容放电，Si1和Si2的寄生电容充电，初级电流ip会流过Si3和Si4的体二极管，导致ZVS导通状态。

图 7. 模式 5 电流路径示意图 - 谐振级

该模式对应于ef级，Si3和Si4导通，转换器开始将能量从初级侧传输到次级侧。 在相反的方向上，事实上，模式5表现出与模式2相同的工作特性，只是逆变器开关由Si1和Si2改为Si3和Si4。

方程式 5

初级电流 ip 的表达式如公式 5 所示。

方程式 6

此时，im 磁化电流可以表示为公式 6 所示。注意，这里的 e 开头的磁化电流与初级电流相同。

图8 模式6电流路径-谐振停止阶段示意图

该模式对应于 fg 阶段。 在模式5之后的部分时间内，将切断原边向副边传输功率的动作。 此时副边的电流is变为0，因为这个阶段的存在，副边整流桥的本体二极管So3和So4也发生软相互作用，从io1的电流波形可以看出和典型波形中的 io3。 谐振结束后体二极管电流变为0，不会产生反向恢复问题。

方程式 7

与模式 3 类似，原边电流 ip 的表达式如公式 7 所示。

综上所述，以上简要介绍了典型双向隔离DC/DC变换器的基本工作原理和典型工作波形，作为后续分析的基础。

参考：

用于直流配电系统高频隔离的双向 CLLC 谐振变换器设计方法