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IGBT在逆变电路中的设计与仿真：一、前言

全国外逆变电路应用广泛，国内外很多厂家的焊机都采用这种主电路结构。 全桥电路的优点是输出功率比较大，对功率开关管的耐压要求低，方便选管。 在硬开关电路中，IGBT在高压下导通，在大电流下关断，处于强制开关过程中。 功率器件IGBT能否正常可靠使用起着至关重要的作用。

驱动电路的作用是将控制电路输出的PWM信号进行功率放大，以满足驱动IGBT的要求。 其性能的好坏直接关系到IGBT的开关速度和功耗、整机的效率和可靠性。 随着开关工作频率的增加，驱动电路的优化设计变得更加重要。

2、硬开关全桥电路工作过程分析

全桥逆变器的主电路由功率开关管IGBT、中频变压器等主要元件组成。 如图1所示，快恢复二极管VD1~VD4与lGBT1~IGBT4反并联，承受负载产生的反向电流，保护IGBT。 . IGBT1和IGBT4为一组，IGBT2和IGBT3为一组，每组IGBT同时导通和关断。 当励磁脉冲信号依次驱动IGBT1、IGBT4、IGBT2、IGBT3时，逆变主电路将直流高压转换成20kHz的交流电压送至中频变压器，经降压整流和输出过滤。

图1 全桥逆变电路

全桥逆变器的一个主要缺陷是中频变压器的偏磁问题。 在正常工作条件下，功率开关器件在前半周期和后半周期导通和关断，饱和压降相等。 变压器铁芯内无剩磁。 但是，如果IGBT驱动电路的输出脉宽不对称或其他原因，就会出现正负半周不平衡的问题。 这时，变压器中的磁芯会在一定的半周内积累剩磁，出现“单向偏磁”现象。 经过几个脉冲就可以使变压器的单向磁通饱和，变压器失去作用，相当于短路状态。 这对 IGBT 极其危险，可能会引起爆炸。

桥式电路的另一个缺点是容易发生击穿。 直通现象是指同一桥臂的IGBT在前后半周的导通区间重叠，主电路板电路，瞬间有巨大的附加电流通过IGBT。

针对以上两个不足，从驱动的角度，设计的驱动电路必须满足四路驱动的完全对称波形，严格限制最大工作脉宽，保证死区时间足够。

3、IGBT开关过程的动态分析

IGBT 是 MOSFET 和双极晶体管的复合器件。 它的驱动类似于MOSFET。 它是一种低驱动功率的电压控制装置。 但IGBT的栅极与发射极之间、栅极与集电极之间存在跨接电容，其发射极电路中存在漏感。 由于这些分布参数的影响，IGBT的驱动波形与理想的驱动波形有较大的变化，存在不利于IGBT开通和关断的因素。

IGBT 开关的等效电路如图 2a 所示。 E为驱动信号源，R为驱动电路的内阴极，Rg为栅极串联电阻Cge，Cgc分别为栅极与发射极、集电极之间的寄生电容，Le为发射极漏感回路，电感L1与二极管VD并联作为负载。

图2 IGBT导通波形

IGBT 导通波形如图 2b 所示。 T0时，IGBT处于关断状态，栅极驱动电压开始上升。 Uge的上升斜率由Rg和Cgc决定，上升比较快。 到时间 t1。 Uge达到栅极阈值（约4~5V），集电极电流开始上升。 导致Uge波形偏离原来轨迹的因素主要有两个：一是发射极电路中分布电感Le的负反馈作用； 另一个是栅集电容Cgc的米勒效应。 在t2时刻，Ic达到最大值，集电极-发射极电压Uce下降，同时Cgc放电，驱动电路电流增大，使Rg和R上的分压增大，也使Uge降低。 直到t3时刻全桥逆变电路图，Uce降为0，Ic达到稳态值，Uge以较快的上升速度达到最大值。

IGBT 关断波形如图 2c 所示。 T0时刻栅极驱动电压开始下降，t1时刻达到刚好能维持Ic的水位，lGBT进入线性工作区，Uce开始上升，对Cgc和Cge充电，由于耦合充电效应在两个寄生电容上，从t1到t2，Uge基本保持不变。 在t3时刻，Uce的上升结束，Uge和Ic随栅发射极固有阻抗下降到0。

通过以上分析可以看出，对IGBT开通和关断过程影响较大的因素是驱动电路的电阻、Le和Cge。 因此，在设计驱动电路时，应选用Cgc较小的IGBT，并通过合理布线和选择合理的电阻来改善开通和关断过程。

4. IGBT实用驱动电路设计及实验结果

对于硬开关触发方式的全桥逆变器，四个驱动电路完全相同，但电路之间必须相互隔离，以防止干扰或误触发。 四个驱动信号根据触发相位分为两组。 相反。 图 3 显示了栅极驱动电路。 整流桥B1、B2和电解电容C1、C2组成整流滤波电路，为驱动电路提供+25V和-15V直流驱动电压。 光耦6N137的作用是实现控制电路与主电路的隔离，传输PWM信号。 电阻R1和稳压管VS1组成PWM采样信号，电阻R2限制光耦的输入电流。 电阻R3、R4和稳压管VS3、VS4分别组成5.5V光耦电平限制电路，分别为光耦和MOSFET Q3提供驱动电平。 Q3在光耦的控制下工作在开关​​状态。 MOSFET管Q1和Q2组成推挽放大电路，将放大后的输出信号输入到IGBT的栅极，为栅极提供驱动信号。 当控制信号输入时，光耦U导通，Q3截止，Q2导通输出+15V驱动电压。 当控制信号为零时，光耦U截止，Q3、Q1导通，输出-15V电压。 当IGBT关断时，给栅极提供负偏压，提高IGBT的抗干扰能力。 稳压管VS3~VS6将Q2和Q1的输入驱动电压分别限制在-10V和+15V，防止Q1和Q2进入深度饱和，影响MOS管的响应速度。 电阻器 R6、R7 和电容器 C0 为 Q1 和 Q2 形成一个偏置网络。 电容C0用于加速Q2管导通时漏极电流的上升速度，为栅极提供过冲电流，加速​​栅极导通。

图3 栅极驱动电路原理

IGBT栅极的耐压一般在±20V左右，因此在驱动电路的输出端栅极加电压保护，并联电阻Rge和反串限流稳压管如图4所示。

图4门极保护电路

栅极串联电阻Rg对IGBT的开通过程影响很大。 较小的Rg有利于加快关断速度，降低关断损耗，但过小会导致di/dt过大，导致集电极电压尖峰较大。 根据本设计的具体要求，Rg取4.7Ω。

栅极连接的寄生电感和栅极与发射极之间的寄生电容耦合会产生振荡电压，因此栅极引线应使用双绞线来传输驱动信号，并尽可能短，最好不要超过 0.5 m。 减少布线电感。

四路驱动电路光耦与PWM两路输出信号的接线如图5所示。

图5 四路驱动电路光耦接线及PWM的两个输出信号

实验波形如图6所示。图6a是栅极驱动四路输出波形。 同时测量4个驱动波形时，应在主电路不接的情况下进行测试。 因为在使用多道示波器检测时，只允许将一个探头的地端接到参考电位上，以防止短路烧坏示波器。 只有在检测相互电隔离的电路信号时，才可以同时使用接地端来选择一个公共的参考电位。 图6b是IGBT上集电极-发射极电压Uce的波形。 由于全桥逆变电路中IGBT之间的电路信号是非隔离的，普通探头不能用于多道示波。 电压波形用高压隔离探头测量，示波器读数为实际值的1/50。 从波形可以看出lGBT工作正常。 除了驱动的影响外，影响桥式逆变电路中Uce波形的因素还有很多，这里不再赘述。 从实验结果可以看出，该驱动电路能够使主电路安全工作。

5 结论

对于全桥逆变电路，IGBT模块的驱动电路采用分立元件设计。 四路驱动波形严格一致，相位准确，栅极信号前沿陡峭。 实验结果表明：所开发的驱动电路完全满足IGBT的驱动要求，能够使IGBT可靠工作，具有一定的实用价值。

IGBT 逆变器缓冲器定律：1 简介

缓冲电路又称吸收电路，是大功率变换技术中必不可少的组成部分。

缓冲电路的主要作用是控制IGBT等功率器件的关断浪涌电压和续流二极管的恢复浪涌电压，以降低开关损耗。 充分利用IGBT的功率限制。

需要指出的是，缓冲电路之所以能够降低功率器件的开关损耗，是因为开关损耗是从器件本身转移到缓冲器上的，目的是为了降低功率器件的坦耗，保证安全运行，但总的开关损耗并未减少。

2 IGBT缓冲电路的特点及类型

IGBT缓冲电路与传统GTR缓冲电路的特点不同，主要表现在：①IGBT具有较大的安全工作区，缓冲电路不需要保护来抑制相关达林顿GTR二次击穿超限，只需要控制瞬态电压。 ②在一般应用中，IGBT的工作频率远高于达林顿GTR，每次开关过程中缓冲电路必须通过IGBT或自身放电，造成总开关损耗较大。

设计IGBT缓冲电路需要考虑的主要因素有：功率电路的布局结构、功率等级、工作频率和成本。

图 1 显示了三种常见的 IGBT 缓冲电路。 图1a所示的缓冲电路由IGBT模块的C1和E2之间的无感电容组成。 适用于小功率电平，这种缓冲电路在抑制瞬态电压方面非常有效且成本低。 随着功率水平的增加，该缓冲电路会随着直流总线寄生电感发生振荡。 缓冲电路图lb可以避免这种情况，该缓冲电路中的快恢复二极管可以钳位瞬态电压，从而抑制谐振的发生。 该缓冲电路的RC时间常数τ应设置为电路开关周期的1/3左右，即：τ≈T/3=1/(3?)。 然而，当功率电平进一步增加时，图lb中缓冲电路的环路寄生电感变得如此之大，以至于不能有效地控制瞬态电压。 这种大电流电路可以使用缓冲电路图lc，这种缓冲电路不仅可以有效抑制狼牙棒振荡，而且优点是环路寄生电感小，缺点是成本高。 在超大功率电路中，为了减小缓冲电路中二极管的应力，可以采用图la和c中的缓冲电路同时使用的方法。

图1 通用IGBT 缓冲电路 图2 为lc 型缓冲电路的典型关断电压波形。 图中初始电压（△V1）的尖峰是由缓冲电路的寄生电感和缓冲二极管的正向恢复共同作用引起的。如果缓冲二极管采用与IGBT匹配的快恢复二极管，则电压尖峰主要取决于缓冲电感Ls。 在这种情况下，△V1可以估计为

△V1=Ls·di/dt (1)

其中Ls——缓冲电路的等效寄生电感

di/dt——关断瞬间或二极管恢复瞬间的di/dt

在典型的IGBT电源电路中，最坏情况下的di/dt接近0.02Ic/ns。如果△V1的限值已经确定，di/dt值可以用来估算缓冲电路允许的最大电流为400A，△V1限制在100V，那么最坏情况下的di/dt约为

di/dt=0.02×400=8A/ns

用式（1）求解：Ls=△V1/di/dt=100÷8=12.5nH

通过上面的计算我们可以知道，大功率IGBT电路必须有一个电感很低的缓冲电路，否则就不能很好的抑制瞬态电压。

图 2 使用缓冲蘑菇的典型关断电压波形

设计缓冲电路时，需要考虑缓冲二极管内部的寄生电感和缓冲电容的引线。 使用小二极管和小电容并联的等效寄生电感比单个二极管和单个电容并联的等效寄生电感要小，尽量使用低电感或无感电容。 另外，缓冲电路的设计要尽量靠近lGBT模块连接。 以上措施有助于减小缓冲电路的寄生电感。

在图2所示的初始浪涌电压之后，随着缓冲电容的充电，瞬态电压再次上升，第二次上升的峰值电压△V2是缓冲电容和直流母线寄生电感的函数。 能量守恒定律可用于确定ΔV2。

其中 Lp——母线寄生电感

i——工作电流

C——缓冲电容值

△V2——缓冲电压峰值

如果△V2的极限值已经确定，那么对于给定的电源电路，可以使用公式（2）来确定缓冲电容器的值

在实际电源电路设计中，可采用以下措施降低所需电容值：①采用平板母排，正负极重叠在一起，中间用绝缘板隔开，以获得最小的寄生母线电感； ②由于C值与关断电流的平方成正比，所以采用必要的限流技术来限制电源电路的最大电流； ③由于C值与△V2的平方成反比，如果△V2与IGBT的VCES之间存在一定的间隙余量，可以显着降低缓冲电容的值。

表1给出了一组缓冲电路的推荐设计值，其中主母线电感为表中设定的目标值，设di/dt=0.02Ic/ns，过冲电压△V1=100V。 使用这组数值作为参考可以为缓冲电路设计提供方便。

4。结论

缓冲电路设计的好坏直接关系到逆变器等电源电路能否正常安全工作。 实验表明，设计合理的缓冲电路不仅可以有效降低开关应力，抑制高频振荡全桥逆变电路图，而且可以降低开关损耗，提高工作频率。 在实际应用中，最好将缓冲电路设计在一块印制电路板上，并整体安装在IGBT模块上的汇流排上，以达到最佳效果。